2.6 推挽式变换器的工作原理
推挽式DC/DC变换器，简称推挽式变换器，英文为Push-pullConverter。该变换器是利用两只功率开关管交替工作来完成DC/DC转换的，可以看成是两个单管正激式DC/DC变换器的组合，其输出整流、滤波电路也与正激式DC/DC变换器基本相同。
2.6.1 推挽式DC/DC变换器的拓扑结构
推挽式DC/DC变换器的拓扑结构如图2-6-1所示。T为高频变压器，NP1和NP2为初级绕组，NS1和NS2为次级绕组。初级绕组和次级绕组均带有中心抽头，其中NP1和NP2匝数相同；NS1和NS2匝数相同。初级绕组与次级绕组的极性相同，同名端位置如图中所示。VT1和VT2为功率开关管，VD1和VD2为输出整流二极管，L为输出滤波电感，C为输出滤波电容，UO为直流输出电压，RL为外部负载电阻。脉宽调制器（PWM）产生两路相位差为180°的控制信号UA和UB，使VT1和VT2交替工作，是变换器的控制核心。
图2-6-1 推挽式DC/DC变换器的拓扑结构
2.6.2 推挽式DC/DC变换器的工作原理
脉宽调制器（PWM）产生的两路控制信号UA和UB交替出现，当UA为高电平时，UB为低电平（反之亦然）。功率开关管VT1和VT2在脉宽调制（PWM）信号的控制下，交替地导通与关断（也称截止），相当于一个机械开关高速的闭合与断开。为了便于电路分析，以下图中用开关S1和S2的闭合与断开来代替VT1和VT2的导通和关断。
当UA为高电平时，功率开关管VT1导通（此时VT2截止），图2-6-2示出了VT1导通（S1闭合）、VT2关断（S2断开）时的电流路径。输入电压UI施加到初级绕组NP1两端，使初级电流IP1线性地增加。NP1的感应电动势为上“-”下“+”。根据电磁感应原理，高频变压器的初级绕组NP2，次级绕组NS1和NS2两端的感应电压也为上“-”下“+”，此时次级整流二极管VD1截止，VD2导通。次级绕组NS2产生的感应电压US2施加到输出滤波电感L左端，形成线性增加的次级电流IS2（即整流二极管VD2的正向电流），电感储存的能量也在增加，L上的感应电动势为左“+”右“-”。IS2为输出滤波电容C充电，并为负载RL提供输出电流IO。次级绕组电流IS2为电容充电电流I1和负载电流IO的总和。
图2-6-2 推挽式DC/DC变换器VT1导通时的电流路径
当UB为高电平时，功率开关管VT2导通（此时VT1截止），图2-6-3示出了VT2导通（S2闭合）、VT1关断（S1断开）时的电流路径。输入电压UI施加到初级绕组NP2两端，使初级电流IP2线性地增加。NP2的感应电动势为上“+”下“-”。根据电磁感应原理，高频变压器的初级绕组NP1，次级绕组NS1和NS2两端的感应电压也为上“+”下“-”，此时次级整流二极管VD1导通，VD2截止。次级绕组NS1产生的感应电压US1施加到输出滤波电感L左端，形成线性增加的次级电流IS1（即整流二极管VD1的正向电流），电感储存的能量也在增加，L上的感应电动势为左“+”右“-”。IS1为输出滤波电容C充电，并为负载RL提供输出电流IO。次级绕组电流IS1为电容充电电流I2和负载电流IO的总和。
图2-6-3 推挽式DC/DC变换器VT2导通时的电流路径
在推挽式DC/DC变换器中，脉宽调制器（PWM）产生的两路控制信号UA和UB交替出现，当控制信号占空比D小于50%的时候，会出现UA和UB都为低电平时间段。而且，为了避免两只功率开关管VT1和VT2同时导通，也必须保证足够长的UA和UB都为低电平的时间，这个时间称为“死区”时间，常用“DT”来表示。“死区”时间通常为1~3μs。当控制信号占空比D减小的时候，UA和UB同时为低电平时间段就会变长。
小贴示
为了避免推挽式变换器中两只功率开关管同时导通，脉宽调制器（PWM）产生的两路控制信号占空比D必须小于50%。
当UA和UB都为低电平，即两只功率开关管VT1和VT2同时关断时，推挽式DC/DC变换器的电流路径如图2-6-4所示。因为VT1和VT2同时关断（即S1和S2同时断开），初级绕组NP1和NP2均没有电流通过。在高频变压器T的次级一侧，因电感中的电流不能突变，输出滤波电感L上将产生左“-”右“+”的感应电压，使整流二极管VD1和VD2导通，从而产生电流IF1和IF2，储存在L中的磁能就转换为电能，经过由VD1和VD2构成的回路继续向负载RL供电。随着L中磁能的释放，IL逐渐减小，输出滤波电容C将产生放电电流I3，负载电流IO为流过电感的电流IL和电容放电电流I3的总和。
图2-6-4 推挽式DC/DC变换器VT1、VT2关断时的电流路径
其中，电感电流IL为IF1和IF2的叠加。由于电路结构对称，通常IF1和IF2相等，各为电感电流IL的一半（即1/2）。这种情况下会使高频变压器T的次级绕组NS1和NS2产生所谓的“凸台电流”，其电流波形参见图2-6-5。由于IF1和IF2在次级绕组NS1和NS2产生磁场相互抵消，高频变压器所有的绕组都不会产生感应电压，即NP1、NP2、NS1和NS2的感应电压都为零。
小贴示
推挽式变换器也是在功率开关管VT1和VT2导通期间向负载传输能量的，属于正激型变换器。
推挽式DC/DC变换器的电压及电流波形如图2-6-5所示。UA和UB分别为功率开关管VT1和VT2的控制信号，控制信号为高电平（tONA和tONB阶段）时，相应功率开关管导通，其他时刻相应功率开关管关断。其中，图2-6-5（a）示出了高频变压器初级侧的电压及电流波形，UC1和UC2分别为功率开关管VT1和VT2的集电极电压波形，IP1和IP2分别为高频变压器初级绕组NP1和NP2的电流波形，即功率开关管VT1和VT2的集电极电流波形；图2-6-5（b）示出了高频变压器次级侧的电压及电流波形，UD1和UD2分别为输出整流二极管VD1和VD2正极（阳极）的电压波形，IS1和IS2分别为高频变压器次级绕组NS1和NS2的电流波形，即整流二极管VD1和VD2的正向电流波形。
图2-6-5 推挽式DC/DC变换器的电压及电流波形
从图2-6-5（a）可以看出，UA为高电平（tONA阶段）时，功率开关管VT1导通，其集电极电压UC1为0V，输入电压UI施加到初级绕组NP1的两端，使初级电流IP1（也是VT1的集电极电流IC1）线性地增加。此时，功率开关管VT2关断，其集电极电压UC2为输入电压UI的2倍。这是由于初级绕组NP2的感应电压（该电压与UI幅度相同）与电源电压UI叠加形成的。同理，当UB为高电平（tONB阶段）时，初级电流IP2（也是VT2的集电极电流IC2）线性地增加。此时，功率开关管VT1关断，其集电极电压UC1为输入电压UI的2倍。
在UA和UB均为低电平期间，功率开关管VT1和VT2都是关断状态，初级绕组没有感应电压，两只功率开关管集电极的电压与输入电压UI相同。
从图2-6-5（b）可以看出，UA为高电平（tONA阶段）时，次级绕组NS2的感应电压使UD2为正，整流二极管VD2导通，形成线性增加的次级电流IS2。此时，NS1的感应电压使UD1为负，整流二极管VD1截止。同理，当UB为高电平（tONB阶段）时，整流二极管VD1导通，形成线性增加的次级电流IS1。此时，VD2截止。
在UA和UB均为低电平期间，两只整流二极管VD1和VD2会同时导通，起到续流作用，每只整流二极管流过电感电流的一半。随着输出滤波电感L中磁能的释放，IL逐渐减小，使次级电流IS1和IS2出现图中的凸台形状。图中的次级绕组电流IS1和IS2也分别是整流二极管VD1和VD2的正向电流。输出滤波电感L中的电流则由IS1和IS2叠加而成，为IS1与IS2的总和。
推挽式DC/DC变换器主要有以下特点。
① 输出电压UO与UI的关系为：UO=2D（NS/NP）UI。可以通过改变初、次级绕组的匝数比，构成升压或降压式开关电源。
② 功率开关管VT承受的最大电压UCE=2UI。
③ 功率开关管VT的最大集电极电流IC=（NS/NP）IO。
④ 整流二极管的平均电流IF=IO/2。
⑤ 整流二极管的承受反向电压UR=2（NS/NP）UI。
⑥ 推挽式变换器必须在输出整流二极管与滤波电容之间串联滤波电感。
⑦ 只要增加次级绕组数，就可组成多路输出式DC/DC变换器，并且输出电压的极性可以和输入电压的极性相反。
推挽式DC/DC变换器功率开关管VT的最大电压UCE=2UI。当输入电压较高时，需要选用耐压较高功率开关管，这样会增加电源的成本，因此推挽式拓扑结构通常用于低输入电压的大功率DC/DC开关电源中。例如，+12V、+24V或+48V的电池供电系统。