3.2 数字调制技术

在通信中，基带信号可以在传输距离相对较近的情况下直接发送，但如果远距离传输，特别是在无线信道上传输时，则必须经过调制将信号频谱搬移到高频处才能在信道中传输。为了使数字信号在有限带宽的高频信道中传输，必须对数字信号进行载波调制。同模拟调制一样，数字调制也有三种基本的调制方式：幅移键控（ASK），频移键控（FSK）和相移键控（PSK）。但由于这三种调制技术的传输效率低，无法满足无线通信的要求，为此又出现了一些抗干扰性能强、误码性能好，频谱利用率高的新调制技术。例如正交相移键控（QPSK）、正交调幅（QAM）和最小频移键控（MSK）等方式。

在近些年这些新的高效的调制技术得到了广泛的应用，尤其是在数据链通信系统中。由于数据链通信对信息交换的实时性要求较高，又不能以牺牲信道容量为代价，这就迫使数据链系统必须以较高的速率进行传输。而在干扰强烈的无线信道进行高速数据链传输必然使得信噪比下降，误码率升高，这就需要采用一些高效的调制技术。下面将具体介绍在数据链系统中常用的调制技术。

3.2.1 BPSK、π/4-DQPSK和8PSK

在相移键控中，数据是通过载波信号的相位偏移来表示的。

1.BPSK

1）BPSK信号的产生

二进制相移键控（BPSK）中，载波的相位随调制信号“1”或“0”改变，通常用相位0°和180°和来分别表示“1”或“0”。BPSK信号的表示式SBPSK（t）如下：

或写成式（3.11）：

式中，Tb为码元宽度，a（t）为调制信号。

BPSK信号是双极性非归零码的双边带调制，调制信号没有直流分量，因而是抑制载波的双边带调制。因此，BPSK的调制器可以采用相乘器（见图3.19），也可以用相位选择器来实现（见图3.20）。

2）功率谱

BPSK信号的表达式可以写成

sBPSK（t）=Re{gBPSK（t）exp（j2πfct）} （3.12）

式中，gBPSK为信号复包络，。

所以，BPSK的功率谱密度PBPSK为

根据式（3.13），可以得到BPSK信号的功率谱如图3.21所示。

3）解调方式

BPSK解调只能采用相干解调，相干解调需要一个和发送端同频同相的本地载波，此载波应由接收端的载波电路提取。具体的BPSK解调框图如图3.22所示。

如果信道无多径传输出现，接收端的BPSK信号可表示为

式（3.14）中，θch是相对于信道时延有关的相位。

4）BPSK信号的特点

BPSK信号有以下特点：BPSK信号在接收端需要与发端同频同相的载波作为基准相位，以作参考；常出现“倒π现象”或“反向工作”现象。

由于BPSK方式容易产生相位模糊，造成反相工作，因此实际应用中一般不采用。

2.π/4-DQPSK

对于BPSK调制来说，当基带信号从“0”跳到“1”（或从“1”跳到“0”）时，相位会有180°跳变，这样的信号通过带通后会有最大包络起伏，出现包络零点。若设法减小相位键控信号在码元转换时刻的相位跳变量（例如最大跳变量±135°），就可以减小已调信号通过带通滤波后的包络起伏，也就不会出现那么多的高频旁瓣，π/4-DQPSK就是设法使BPSK信号相邻码元转换时刻无180°相位跳变的改进方式。

（1）π/4-DQPSK信号的产生

π/4-DQPSK调制是一种正交差分相移键控技术，它的最大的相位跳变值介于OQPSK和QPSK之间，对于QPSK而言，最大相位跳变值为180°，而OQPSK调制的最大相位跳变值为90°，π/4-DQPSK调制则为135°，π/4-DQPSK调制是OQPSK和QPSK两种调制方式的折中。因此，π/4-DQPSK信号保持恒包络的性能比QPSK好，但比OQPSK更容易受包络变化的影响。π/4-DQPSK最吸引人的特性是它能够非相干解调，这将大大简化接收机设计。还有，在多径扩展和衰落的情况下，π/4-DQPSK工作性能要优于OQPSK。通常，π/4-DQPSK采用差分编码，以便在恢复载波中存在相位模糊时，实现差分检测或相干解调。图3.23给出了π/4-DQPSK调制器的结构。

设已调信号为s（t）=cos[ωct+θk]，其中，θk为kT≤t≤（k+1）T间的附加相位。则可展开为

式中，θk是前一码元附加相位θk-1与当前码元相位跳变量Δθk之和。当前相位的可表示为θk=θk-1+Δθk。

设当前码元两正交信号分别为：

令前一码元两正交信号幅度为UQm=sinθk-1，UIm=cosθk-1，则有：

表3.2给出了双比特信息Ik、Qk和相邻码元间相位跳变kθΔ之间的对应关系。

表3.2 Ik，Qk与Δθk的对应关系

由表3.2可见，π/4-DQPSK信号码元转换时刻的相位跳变量只有±π/4和±3π/4四种取值，而不可能产生如QPSK信号以±π的相位跳变。信号的频谱特性得到较大的改善。同时也可以看到UQ和UI只可能有0、±1、±1/五种取值，且0、±1和±1/相隔出现。

π/4-DQPSK调制是限制码元转换时刻相位跳变量的一种调制方式。与QPSK和OQPSK只有四个相位点不同，在π/4-DQPSK中已调制信号的相位被均匀分配为相距π/4的八个相位点。八个相位点被分成两组，已调信号的信号点从相互偏移π/4的两组QPSK星座中选取。图3.24给出了两个星座和一个合成的星座，两个信号点之间的连线表示可能的相位跳变。在两个星座间切换，对每个连续比特保证其码元间至少有一个π/4整数倍的相位变化，这使接收机能进行时钟恢复和同步。

2）功率谱

π/4-DQPSK的功率谱曲线如图3.25所示。

由图3.25可以看出π/4-DQPSK具有频谱特性好，功率效率高等特点，可以在25kHz带宽内传输32kbps的数字信息，从而提高了频谱利用率。

3）解调方式

π/4-DQPSK可采用相干解调，也可采用非相干解调，以避免相干检测中相干载波的相位模糊问题。其非相干解调使得接收机大大简化，这也是π/4-DQPSK调制在航空数据链系统及卫星通信广泛应用的原因之一。π/4-DQPSK解调方框图如图3.26所示。

4）π/4-DQPSK信号特点

π/4-DQPSK信号特点如下：

（1）最大相位跳变量为±135°，因此通过带通滤波器后的信号有较小的包络起伏；

（2）可采用相干解调，也可采用非相干解调，其非相干解调使得接收机大大简化。

实践证明，π/4-DQPSK信号具有频谱特性好，功率效率高，抗干扰能力强等特点。可以在25kHz带宽内传输32kbps的数字信息，从而有效地提高了频谱利用率，增大了系统容量。对于大功率系统，易进入非线性区，从而破坏线性调制的特征。因而在数据链通信系统中得到应用。

Link-11数据链采用了π/4-DQPSK调制解调技术。24bit战术数据加密、纠错编码后形成30bit数据，按顺序分成15对，每对二进制数据可表示四种不同的状态（00，01，10，11）。然后15对数据与15个不同的单音频信号进行调制，每个音均采用π/4-DQPSK调制方式对两位二进制数据进行调制，再加上一个多普勒校正单音，得到一个多音频QPSK基带信号，代表30bit数据。Link-11在HF频段使用SSB调制方式，在UHF频段采用FM方式。这样，接收机的接收信号是短波频段包含有16个单音频信息的SSB信号，或者是超短波频段包含有16个单音频信息的FM信号。接收机对收到的合成信号多路解调，获得30bit发送数据，校验、解密后恢复24bit战术数据。

Link-11采用“多音并行体制”，其基本原理是将待传输串行数据分组后转换为并行数据，同时与多个正交的单音（副载波）进行PSK调制后并行发送，以多路低速数据传输实现高速数字传输。

多音并行体制常采用M进制的DPSK调制方式，每个单音的一个码元传输2logMbit数据。Link-11采用π/4-DQPSK，则每个单音传输2bit数据信息。

多音并行体制码元长度的选择需要同时考虑码间干扰和多普勒频率扩展的影响。最佳码长由式（3.15）近似确定，通常在10～25ms之间。Link-11的码元长度有13.33ms和22ms两种。

式中，M为多径扩展，D为单多普勒频率扩展。

在信号传输速率不变的情况下，提高码元速率可以减小单音数量和信号占用带宽。在发射功率不变的条件下，可提高单音功率，进而提高系统的信噪比，降低误码率。

多音并行体制的单音包括数据单音、多普勒单音和同步单音。数据单音作为副载波用于DPSK调制；多普勒单音作为导频校正频偏；同步单音作为帧同步基准。Link-11数据链的16个单音频率如表3.3所示，各单音频率值按照式（3.16）计算：

f=（2n+1）×55Hz （3.16）

其中605Hz音在Link-11数据链中叫做多普勒单音，用来校正频率误差。Link-11在数据报头中连续发送5个未调制的多普勒校正音，解调器检测该音的相位变化，估计多普勒频偏值，产生频偏校正因子对接收信号进行频偏校正。

表3.3 Link-11单音频率表

3.8PSK

1）8PSK信号的产生

在8PSK中，载波频率承载有8个可能值，θi=2（i-1）π/8，调制波形表达式如下：

式中，Es=lbM，Eb为符号位的能值，Ts=（lbM）Tb为时隙周期。式（3.17）可以用正交象限形式重写如下：

通过选择基带信号，，，8PSK信号可表达为：

为了提高传输的可靠性，一般多进制调制符号所携带的比特信息均采用Gray映射，图3.27给出了8PSK调制符号和比特映射之间的关系。由于采用了Gray映射，相邻符号所携带的信息只相差1bit。图3.28给出了8PSK所有符号之间的转移关系，称为矢量图。

2）功率谱

8PSK的功率谱密度（PSD）可以按照与BPSK和QPSK相同的方式来表示。信息位的持续时间Ts和比特位持续时间Tb的关系如下：

Ts=Tb1bM

具有矩形脉冲的8PSK功率谱密度可表达如下：

根据式（3.19）可以得出8PSK信号的功率谱密度曲线如图3.29所示。

3）解调方式

和BPSK、QPSK调制一样，8PSK也有两种解调方式：相关检测和非相关差分检测进行差分编码。

4）特点

8PSK信号具有以下特点：提供了较高的数据吞吐容量；解调设备简单。在航空通信和卫星通信中，对接收端设备的体积和重量有较高的要求，而8PSK在保证较高数据率和传输可靠性的条件下，其解调设备相对简单，因此在新一代Link-22战术数据链中得到了应用。

3.2.2 MSK

在前面已经提到π/4-DQPSK虽然消除了BPSK信号中的180°相位跳变，但并没有从根本上解决包络起伏的问题。一种能够产生恒定包络、连续信号的调制称为最小频移键控，简记为MSK。MSK是2FSK的一种特殊情况，它具有正交信号的最小频差，在相邻符号交界处相位保持连续。下面具体介绍MSK的原理。

1）MSK的原理

MSK调制是一种恒包络调制，这是因为MSK属于二进制连续相位移频键控（CPFSK）的一种特殊情况，它不存在相位跃变点，因此在带限系统中，能保持恒包络特性。恒包络调制有以下优点：极低的旁瓣能量；可使用高效率的C类高功率放大器；容易恢复用于相干解调的载波；已调信号峰平比低。MSK的频差是满足两个频率相互正交（即相关函数等于0）的最小频差，并要求FSK信号的相位连续，其频差Δf=f2-f1=1/2Tb，即调制指数为0.5。

MSK在仅仅有适度降低差错性能的情况下提供了比二进制频移键控（BFSK）更优的带宽效率。多进制频移键控（MFSK）可以看成二进制频移键控的一种形式。对于多进制频移键控，一个位时间传送的信号是：

式中，Eb是每位传输的信号能量，Tb是位持续时间。相位θ（0）表示在时间t=0时的相位值。MSK的一个重要特性是：它是称为连续相位频移键控（CPFSK）的FSK的一种形式，相位在从一个位时间到下一个位时间的转换过程中是连续的。具体的解调原理如图3.30所示。

2）功率谱

MSK信号不仅具有恒包络和连续相位的优点，而且功率谱密度特性也优于一般的数字调制器。下面列出了MSK信号功率谱密度的表达式（3.21）：

功率谱密度曲线如图3.31所示。由图我们可以看出MSK信号的主瓣比较宽，第一个零点在0.75/Tb处，第一旁瓣峰值比主瓣低约23dB，旁瓣下降比较快。MSK调制方式已在一些通信系统中得到应用。但是，就移动通信系统而言，通常要在25kHz的信道间隔中传输16kbps的数字信号，邻道辐射功率要求低于-80～-70dB，显然MSK信号不能满足。而另一种数字调制方式GMSK能很好地满足要求。

对于最小频移键控，两个频率必须满足式（3.22）。

可以证明，以上两频率之间的这段空隙是可以使用的，且允许接收器能成功地检测信号的最小值。这就是为什么在MSK中使用术语“最小的（minimum）”的原因。

各种可能的输入序列所对应的MSK所有相位轨迹如图3.32所示。

由于MSK信号在比特转换时不存在相位的急剧变化，为了满足带宽要求而频带受限时，MSK信号的包络不会有过零的现象。即使频带受限，包络仍然能够尽量地保持其恒定性。可以在接收机使用硬限幅消除包络上的微小变化，而不致引起带外功率的上升。因为幅度是恒定的，MSK信号可以使用非线性放大器进行放大。

3）解调方式

MSK信号的解调与FSK信号相似，可采用相干解调，也可以采用非相干解调。解调器结构如图3.33所示。

4）MSK信号的特点

MSK信号具有以下特点：MSK是一种恒包络调制，具有恒定的振幅；在码元转换时刻，信号的相位是连续的，无跳变；MSK具有较高的频谱利用率；误码率（误比特率）低；频谱在主瓣以外的衰减很快，对邻道干扰小。除此之外，MSK还有很多优点，如解调和同步电路简单等。因此最小频移键控广泛应用于移动通信系统。

Link-16数据链中采用32位伪随机码与载频进行MSK扩频调制，扩频带宽3MHz（收发信机或HPA发送3MHz带宽的扩频信号，脉冲功率带宽3.5MHz）。载波波形通过对5Mbps载波频率进行连续相位调制而产生。这种调制使用32位的伪随机发射码元作为调制信号，等效码速率为5MHz（每比特的持续时间为200ns）。调制过程中使用了两个频率，两个频率周期每200ns相差半个波长，因此在200ns周期末端由一个频率转换到另一个频率，相位连续。

由于使用伪随机序列作为辅助调制信号，展宽了脉冲功率谱带宽。直接序列扩频的结果使信号的功率谱密度下降，从而使敌方的侦察系统难以检测到（低截获率），同时也降低了对其他用户的同频道干扰。

总之，MSK调制技术较FSK、PSK调制技术具有频带利用率高，误码率低，且频谱在主瓣以外的衰减很快的特点。MSK调制技术是Link16具有保密、大容量、抗干扰等性能的原因之一。

3.2.3 QAM

1）QAM调制的原理

正交调幅（QAM）是一种用在某些无线标准中的流行的模拟信号传输技术。这种调制技术是ASK和PSK的技术组合，QAM可以看成QPSK的一种逻辑扩展。QAM利用了这样的一个事实，在同一个载波频率上同时发送两个不同的信号是可能的，这只需要使用载波频率的两个副本，其中的一个相对于另一个有90°的偏移就可以做到。在QAM中，每个载波都用ASK调制，两个独立的信号跨同一媒体同时传输，在接收器端，两个信号被解调，组合的信息流被还原为原来的二进制输入流。

QAM传输的信号可以表示为

式中，Ts为码元宽度。式（3.23）由两个相互正交的载波构成，每个载波被一组离散的振幅d1（t）、d2（t）所调制，故称这种调制方式为正交振幅调制。图3.34显示了QAM调制的模式。

输入是速率为R的二进制数字流。通过捕获交替的位将该数字流转换为两个分离的位流，每一个的速率均是R/2。图3.34中，通过用载波乘以位流，上面的位流是在频率为fc的载波上用ASK调制。这样，二进制数0可以用载波不存在来表示，二进制数1就可以用具有固定振幅的载波的存在来表示。将同样的载波偏移90°，再用ASK调制为图中下面的二进制位流。随后，两个被调制的信号叠加到一起再传输出去。

2）功率谱

QAM信号的功率谱取决于I和Q两路基带信号的功率谱，QAM已调波带宽为基带信号带宽的两倍。从图中可以看到信号的主辩比较窄，占用带宽少，旁辩分量下降较快，邻道辐射功率低，使得邻道干扰小，降低了码间干扰出现的概率，从中显示出了良好的频谱特征。

为了研究连续相位技术对QAM调制性能的影响，利用计算机进行了模拟仿真实验。图3.35是普通16QAM调制和连续相位16QAM调制的频谱对比图，图中横轴表示归一化频差（F-FC）Tb，纵轴表示功率谱密度。图3.35中虚线表示普通QAM调制的单边功率谱，实线表示连续相位单位QAM调制的单位功率谱。对比图中各谐波分量，除主峰和第1谐波峰不变外，第2、3、4峰分别下降了1.27dB、8.19dB和15.7dB。从第5峰开始均下降20dB以上；从整体上比较，两者的平均功率在2：1左右。由于有用信息主要存在于主峰及其附近区域，现在主峰和第1谐波峰与普通QAM调制时一样，这就说明相位连续技术在压缩频带的同时，有用信息不会因此而丢失。

3）解调方式

QAM信号的解调采用正交相干解调器，如图3.36所示。接收端接收到的信号分两路进入两个正交的载波的相干解调器，经相干解调后，在输出端得到两个独立的基带信号，再对基带信号进行判决，最后经并/串变换后得到恢复的原二进制信号。

4）QAM信号的特点

QAM信号的特点如下：

• QAM调制信号在码元转换时刻有相位跳变；
• 频谱的旁瓣分量比连续相位的调制信号要高；
• 在同一个载波频率上可同时发送两个不同的信号；
• 在最小距离相同的条件下可实现更高的频带利用率。

前面提到过在Link-22数据链中使用到了8PSK的调制技术，但是当对数据传输速率的要求高过8PSK能提供的上限时，一般采用QAM的调制方式。Link22就使用了其中的16QAM、32QAM及64QAM的调制方式。因为QAM的星座点比PSK的星座点更分散，星座点之间的距离因之更大，所以能提供更好的传输性能。

为了说明MQAM比MPSK具有更好的抗干扰能力，图3.37和3.38给出了16PSK和16QAM的星座图。先假设两者的信号最大功率相等，则相邻信号点的距离d1，d2分别为

结果表明，d2＞d1，可见，在平均功率相等条件下，16QAM的相邻信号距离超过16PSK。星座图中，两个信号点距离越大，要求分开两个可能信号点越容易办到。因此16QAM方式抗噪声干扰能力优于16PSK。

但是QAM星座点的幅度不是完全相同的，所以它的解调器要能同时正确检测相位和幅度，不像PSK解调只需检测相位，这也增加了QAM解调的复杂性。

3.2.4 正交频分复用（OFDM）技术

随着通信业务的发展，所需传输数据的速率不断提高，信号带宽不断加大，宽带信号在无线信道上的传输形成了一个新课题。因此目前无线通信的关键技术是高速数据的传输问题。其中最重要的是如何适应选择性衰落信道，而采用合适的复用和多址技术是解决问题的重要方案，目前，正交频分复用受到越来越多的关注。

在传统的频率复用中，信道频率互不重叠，并且相邻信道间要留保护带，降低了频带的利用率，复用数不能大。为了克服这个缺点，早在20世纪60年代，就提出了使用并行数据传输和重叠子信道的OFDM技术，但由于当时没有功能强大的集成计算芯片，所以未能有效地实现这些想法。最初采用正交滤波器来实现正交调制。

早期OFDM常应用在短波军用通信中，如为短波电台配置的ANIGSC-10变速率调制解调器（Modem），它采用34路并行低速子信道，每路子信道采用PSK调制，子信道相互间隔82Hz。由于子载波数目众多，相应的正弦波发生器与解调器使得OFDM调制解调器昂贵且复杂。

1971年，Weinstei和Ebert对OFDM的发展作出了重大贡献，提出了一种高效的实现OFDM的方法：利用离散傅里叶变换实现了OFDM的基带调制与解调。

另一个重要贡献是Peled和Ruiz在1980年作出的。他们引入了循环前缀（CP，cyclic prefix）这一概念，解决了正交性的问题。

高速数字信号处理芯片的发展，使得OFDM优越性更突出。DSP与FFT技术的结合，使得OFDM开始迅速发展并被广泛应用。随着FFT/IFFT、QAM技术、栅格编码技术、软判决技术、信道自适应技术等成熟技术的逐步引入，人们开始集中越来越多的精力开发OFDM技术在无线通信领域的应用。

1）OFDM基本原理

OFDM采用了基于载波频率正交的FFT调制，由于各个载波的中心频点处没有其他载波的频谱分量，所以能够实现各个载波的正交。尽管还是频分复用，但与过去的FDMA有了很大的不同，不再是通过带通滤波器来实现，而是直接在基带处理。这也是OFDM有别于其他系统的优点。OFDM的接收机实际上是一组解调器，它将不同载波搬移至零频，然后在一个码元周期内积分，其他载波由于与所积分的信号正交，因此不会对这个积分结果产生影响。

设信号周期为T，当N个子载波的频率之间的最小间隔为1/T时，即设fk=fc+k/T，则式（3.24）成立：

可见，只要适当选择载波之间的频率间隔fΔ，使Tf/1=Δ，即可使各子载波在整个OFDM信号的符号周期内两两正交。在矩形脉冲下，每个子载波的调制频谱为sinx/x形状，其峰值正对应于其他子载波的频谱中的零点。各路子载波组合在一起，总的频谱形状非常近似矩形频谱，其频谱宽度接近传输信号的奈奎斯特带宽，所以OFDM系统的频谱利用率是较高的，同时也简化了设备中带通滤波器的设计。另一方面，由于每个载波上的信息是不相关的，相加后在时域内的合成信号非常近似于白噪声。这从另一方面说明了OFDM系统对抗多径衰落的潜力。

OFDM系统的基本结构框图如图3.39所示，核心是一对傅里叶变换。

由图3.39可以看到：除了标记的部分采用OFDM技术核心，其他系统组成部分和普通通信系统中的几乎一致。为了简便，下文出现的OFDM系统是指综合了OFDM技术的通信系统。

在码元周期[0，T]中，并行传输的N个符号为（C00，C10，CN-10），第k个符号Ck0调制第k路载波ej2πfkt。考虑OFDM的基带信号，即设

fk=k/T

则OFDM基带信号可表示为

在[0，T]中对X（t）以时间间隔T/N离散化，得

X（k）是X（t）的抽样，它经过D/A变换及滤波之后可恢复X（t），经上变频后就可在信道中传输了。

2）功率谱

OFDM信号的功率谱密度为

式中，Snk是第n个区间符号内第k个子载波。式（3.27）是N个子载波上的信号的功率谱之和。OFDM系统的发射频谱的形状是经过仔细设计的，使得每个子信道的频谱在其他子载波频率上为零，这样子信道之间就不会发生干扰。当子信道的脉冲为矩形脉冲时，具有sinc函数形式的频谱可以准确满足这一要求，如N=4的OFDM功率谱，如图3.40所示。

由于频谱的重叠使得带宽效率得到了很大的提高，OFDM信号的带宽一般可以表示为

式中，δ为子载波信道带宽的一半。

3）解调方式

具体的解调器模型如图3.39所示。在接收端，接收的信号同时进入N个并联支路，分别与N个子载波相乘和积分（即相干解调的过程）便可以恢复各并行支路的数据，利用式（3.29）得到解调输出信号：

其中，R（k）为接收信号R（t）的抽样。

式（3.26）为离散傅里叶反变换的一般形式，而式（3.28）是离散傅里叶变换的一般形式，这样就可以利用快速傅里叶变换算法等数字信号处理技术实现多载波并行传输。采用数字信号处理技术的OFDM系统，各子载波的产生和接收都由数字信号处理算法完成，极大地简化了系统结构。

4）特点

与传统单载波系统相比，OFDM系统具有以下优点：

（1）高速率数据流通过串/并转换，使得每个子载波上的数据符号持续长度相对增加，从而有效地减少了无线信道的时间弥散所带来的符号间干扰（ISI），这样就减小了接收机内均衡的复杂度。

（2）OFDM系统由于各子载波之间存在正交性，允许子信道的频谱相互重叠，因此与常规的频分复用系统相比，OFDM系统可以最大限度地利用频谱资源。

（3）OFDM的调制和解调可以通过采用IDFT、DFT和FFT变换来实现。而随着大规模集成电路技术与DSP技术的发展，IFFT与FFT都是非常容易实现的。

（4）OFDM系统可以通过使用不同数量的子信道来实现上行和下行链路中不同的传输速率。

（5）OFDM可以容易地与其他多种接入方式结合使用，构成各种系统，使得多个用户可以同时利用OFDM技术进行信息的传输。

综上所述，OFDM具有上述这些优点，因此在实现无人机UAV系统高速数据传输时被广泛采用。

3.2.5 网格编码调制（TCM）技术

在传统的航空传输系统中，编译码器和调制解调器是两个主要组成部分，它们各自独立进行设计。纠错编码需要增加冗余度，相应地会降低信息传输速率。在功率受限信道中，功率利用率可用频带利用率来换取，在频带受限信道中，则可通过加大调制信号集来为纠错编码器提供所需的冗余度，避免信息传输速率因为纠错编码而降低。但若调制和编码仍按传统的相互独立方法进行设计，则不能得到令人满意的效果。例如对于无纠错编码的QPSK调制和码率为2/3的卷积编码以及采用硬判决Viterbi译码的8PSK调制，若信息速率相同，在相同的信噪比条件下，编码8PSK系统的误码率远远大于无编码QPSK系统。要使误码率达到10-5，在发送端需要采用约束长度为6，最小距离为7的2/3卷积码，在译码接收端，需要采用复杂的64状态Viterbi译码器，这样设备的复杂性就大大增加了。出现这样的问题是由于上述编码8PSK系统在接收端信号进行独立的硬判决，使接收信息产生不可恢复的损失。如果在接收端采用软判决的Viterbi译码，那么就可以部分解决这个问题。软判决Viterbi译码是一种最大似然译码，通常错误最可能发生在具有最小平方欧几里德距离（简称欧式距离）的两个序列之间。

实际上，最佳的编码调制系统采用以编码序列欧氏距离为调制设计的度量。它要求将编码器和调制器当做一个整体进行综合设计，使编码器和调制器级联后产生的编码信号序列之间具有最大的欧式自由距离。1974年Massey根据Shannon信息论证明了将编码和调制作为一个整体考虑时的最佳设计，可大大改善系统性能。

1982年Ungerbock首次提出了网格编码调制（TCM，Trellis Coded Modulation）的概念，他设计了利用码率为m/（m+1）的格状码（卷积码）并将每一码段映射为2m+1个调制信号点的集合中一个信号的联合编码调制设计方案，在接收端解调后经过反映射变换为接收的卷积码序列，并送入软判决Viterbi译码器。这个方案在不增加传输功率和带宽的条件下可获得3～6dB的功率增益。由于调制信号和卷积码都可看成网格码，所以这种联合设计方案称为网格编码调制技术。

TCM技术提出以后得到了广泛研究和应用。1984年L.F.Wei针对信道中的各种干扰因素对相位的影响，提出了克服相位模糊的旋转不变码。从理论上分析，3dB以内的编码增益可以通过增加网格码编码寄存器的状态数来得到，但是当状态数增加到一定程度后，编码增益的增加变得非常缓慢，但实现电路的复杂性却在呈指数形式增长，实现电路的复杂性几乎抵消了由增加状态数而带来的编码增益。于是Forney等人提出了带限信道上的多维TCM技术。此外还提出调制与分组码相结合的BCM技术等。由于网格编码调制可以得到具有最大欧氏距离码序列，因此在多进制调制场合获得了广泛应用，如计算机上用的调制解调器、卫星通信以及一些移动通信系统，等等。Turbo码作为级联卷积码，也可以与调制联合设计，即实现Turbo-TCM。

在TCM系统中为不增加信号的频带宽度，需要以调制信号集的扩张来提供编码所需的冗余度。同时编码必须使信号点之间的欧氏距离而非汉明距离最大。TCM系统一般由卷积编码器和符号映射器两部分组成，其一般性结构如图3.41所示。其中编码器采用码率为m/（m+1）的最优汉明距离卷积码，符号映射为格雷映射。

编码器在每个调制间隔传送m′个比特，选取其中m≤m′个比特进行码率为m/（m+1）的二进制卷积编码，得到的m+1个比特用于选择集合划分形成的子集，其他m′-m个比特用于选择相应子集中的信号点。

集分割是TCM方案构造的核心。所谓集分割，就是将信号集划分成包含信号点数相同的较小子集，并使分割得到的子集内的信号点之间的最小空间距离得到最大限度的增加。每次分割都是将一个较大的信号集分割成较小的两个子集的过程，每经过一次分割，子集内的信号点之间的距离也相应地增加。其中子集中信号点之间的距离可以用Δi（i=1，2，…）表示。分割持续进行m+1次，直到Δm+1等于或大于TCM方案设计所需的自由距离。这时，TCM码的自由欧式距离就为

其中dfree（m）表示TCM格状图中非并行转移的最小距离。当m=m′时，每个信号集中仅包含一个信号。

TCM最优码的网格图应遵循以下规则：

（1）始于同一状态的转移分支对应信号属于第i级分割后的子集。这保证了从同一状态分离的不同分支之间的距离大于或等于Δi。

（2）到达同一状态的转移分支对应信号应属于分割后的同一个子集。这保证了到达同一状态的不同分支间的距离大于或等于Δi。

（3）并行转移对应于m+1级集分割后的子集。这保证了并行转移间的距离大于或等于Δm+1。

这3条规则保证了当序列分离和合并后，它们之间的最小距离达到最大。

表3.4 最优网格编码调制生成多项式

表3.4给出了一些通过计算机搜索得到的最优网格编码调制的卷积码生成多项式。当卷积码的约束长度继续增加时，性能提高不多，而译码复杂度迅速增加，得不偿失。这时采取提高发射功率等办法更有效。