2.1 电波传播

无线传输由发射机、传输系统以及接收机来表征。发射机产生代表期望信息的电信号，相应的无线电波通过空间传播，接收机恢复电信号并估计发送信息。传输系统用空间无线电波的传播以及电信号与无线电波变换的天线来表征。

2.1.1 无线电波

无线电波是数据链的主要信号传播形式。根据物理学基本理论，无线电波本质上是一种电磁波，具有电磁波的特性。

1.电波的描述

电磁波是空间传播的交变电磁场，通常用3个相互正交的矢量描述，即电场矢量（electrical vector）E、磁场矢量（magnetic vector）H以及传播矢量（propagation vector）v（见图2.1），分别代表电场、磁场和电波传播方向。

在自由空间传播的均匀平面电磁波，电场和磁场方向都与电波传播方向垂直，而没有与电波传播方向平行的分量。此时电场矢量E、磁场矢量H和传播矢量v两两垂直，电磁波是横波，无线电波以横向电磁波形式在空间传播。

实际空间的电磁波有TE波、TM波和TEM波三种模式。TE波指电场矢量与传播矢量垂直，或者说传播方向上没有电场矢量；TM波指磁场矢量与传播矢量垂直；TEM波指电场矢量和磁场矢量都与传播矢量垂直。

2.电波的频段

电磁波包括无线电波（3Hz～3000GHz）、红外线（3000～3.84×105GHz）、可见光（3.84×105～7.7×105GHz）、紫外线（7.7×105～3×107GHz）、X射线（3×107～3×1010GHz）以及γ射线（3×1010～3×1014GHz）等。表2.1为无线电频段划分表。不同频段的无线电波传播特性不同。

实际应用中，30～1000MHz的电波也常称为超短波，300MHz以上的电波常称为微波。微波波段在雷达和卫星通信中依照表2.2划分为更详细的频段。

表2.1 无线电通信频段表

表2.2 微波频段表

按照无线电频段，无线电通信可分为超长波通信、长波通信、中波通信、短波通信、超短波通信、移动通信、微波通信（卫星通信、散射通信、微波中继通信）。数据链多采用短波、超短波以及微波频段进行通信。

3.航空数据链通信频段

图2.2是ITU对航空通信无线电频谱规划的详细描述（参见http：//www.itu.org），其中包括了分配给导航和监视的频谱以及其他一些特殊服务的频谱。该频谱规定覆盖Link-4A、Link-11、Link-16数据链以及民航新航行系统VDL等数据链的通信频段。

1）超短波通信频段

超短波通信在民用航空通信中称为甚高频VHF通信，在军用航空通信中称为VHF/UHF通信。具体的频段使用规定如表2.3所示。

表2.3 超短波通信频段表

最初军用和民用超短波通信均使用甚高频（VHF）的108～156MHz频段，民航使用其中的118～136MHz部分，由航空管制部门协调。1947年美国将该VHF频段主要划为民用超短波通信使用，而将特高频（UHF）频段划归军用地/空战术通信使用。20世纪60年代初，随着陆、海、空三军战术协同通信的发展，美军在近程空中支援飞机上装备了VHF低段（30～76MHz）的调频电台，用于陆军和空军的战术协同通信，随后将156～175MHz用于海军和空军的战术协同通信。因此，军用地/空超短波通信的频段实际上从VHF频段延伸到UHF频段。这种工作频段的划分，后来被西方各国的军方所采用。另一方面，以原苏联为代表的东方各国，军用和民用地/空超短波通信一直共用VHF频段，直到20世纪80年代，UHF频段才被纳入军用地/空超短波通信。

Link-4A和Link-11数据链的对空通信使用UHF频段，民航新航行系统的VDL数据链使用VHF频段的118～136MHz。

2）短波通信频段

航空通信中的短波传播形式主要为天波传播，通信频率为5～30MHz。Link-11数据链的超视距通信使用HF频段。

3）卫星通信频段

卫星通信使用的频率须高于100MHz，以不受电离层的吸收和衰减影响。世界有关组织规定卫星通信使用频段在136MHz～275GHz之间，其中有些频段划归其他领域使用。表2.4是卫星通信的常用频段。

表2.4 卫星通信频段

（1）UHF频段：频率范围为300～3000MHz。其中225～400MHz主要用于航空对空通信和地面移动通信，L波段（频率范围为1～2GHz）用于移动卫星服务。

（2）SHF波段：频率范围为3～30GHz。

SHF波段低段：3.7～4.2GHz为下行频率，5.925～6.425GHz为上行频率，上、下行带宽均为0.5GHz，主要用于电话、数据、电视广播等通信。

SHF波段高段：

• 7.25～7.75GHz为下行频率，7.9～8.4GHz上行频率，一般用于军事通信等特殊领域；
• K波段，频率范围为18～26.5GHz，用于通信和家用直播电视；
• Ku波段，频率范围为12.5～18GHz，主要应用于FSS军事和广播卫星服务，10.95～11.2GHz、11.45～11.7GHz为下行频率，14～14.3GHz、14.3～14.4GHz为上行频率；
• Ka波段，频率范围为26.5～40GHz，主要用于FSS军事，17.7～21.2GHz为下行频率；27.5～31GHz为上行频率，该频段是未来大容量卫星通信系统的主要工作频段。

美军军用卫星通信使用频段有SHF频段，其中包括军事专用的X频段，也利用C及Ku民用频段。SHF频段卫星主要供宽带用户使用，多用于群路传输中，今后也将更多用于战术用途。对于广大的战术/移动用户以及关键的战略核部队用户，美军使用UHF频段。20世纪90年代开始，美军开发了EHF频段以实现卫星的抗干扰通信。

频段不同，电波传播中受大气层的影响不同，同时系统的传输容量、地球站和转发器的发射功率、天线的形状和大小以及设备的复杂度也会不同。

4）联合战术信息分发系统通信频段

美军将L频段中的960～1215MHz频段分配给联合战术信息分发系统（JTIDS）及多功能信息分发系统（MIDS）使用，作为三军联合作战的一个公共频段。Link-16数据链的主要通信设备是JTIDS/MIDS，因而Link-16使用960～1215MHz频段。

从图2.2中可以明显看到，30MHz以上的航空通信频谱资源非常紧张，数据链使用的通信频段与其他民用移动通信、卫星通信以及导航等频段存在交叉和重叠，相互间会产生频率使用冲突和电磁干扰。在数据链的频率使用过程中，需要注意频谱共享、频率规划、频率分配以及电磁兼容等频谱管理问题。

4.电波传播速度

当无线电波以载波频率f在空间传播信号时，其传播速度v由式（2.1）表示：

v=fλ （2.1）

其中，v（m/s）是传播速度，f（Hz）是载波频率，λ（m）是信号波长。

在真空中，无线电波传播速度v=c=3×108m/s是一个恒定参量。在大气中传播时，传播速度为v=c/n，低于3×108m/s。其中，n为大气折射指数。地球大气折射指数的空间分布近似为球面分层均匀，折射指数n与海拔高度有关。因此，电波传播速度与传播环境相关。相同传播环境下，信号频率与波长成反比。

【例2-1】 Link-11数据链的信号波长是多少？（保留两位小数）

解：根据式（2.1），有方程λ=f/v。Link-11数据链的通信频率为HF频段（f1=3～30MHz）和UHF频段（f2=225～400MHz），已知c=3×108m/s，代入上述方程，得到相应频段的信号波长范围：

2.1.2 自由空间的电波传播

自由空间是一个现实中并不存在的理想环境。但它是电波传播分析的基础，是数据链传输信道选择和天线设计的基准和依据。多数情况下，数据链空地、空海或空空平台之间的无线电波传播可近似为自由空间传播。

1.理想分析模型

对于自由空间电波传播的分析，通常采用如下理想模型：

• 空间中介质均匀而且各向同性；
• 无线电波以恒定速度（3×108m/s）沿直线传播；
• 传播中无反射、折射、绕射和散射等引起的功率损耗；
• 电波发射源是点源，体积无穷小（≈0）；
• 点源发射功率均匀地在全部方向辐射，传播轨迹是一个向外扩展的球体。

2.自由空间传播损耗Lf

虽然自由空间无反射、折射、绕射和散射等引起的功率损耗，但是由于自由空间的电磁波为球面辐射波，接收机无法完整接收整个球面的辐射功率，仅能部分接收，即存在能量扩散传播损耗。这种能量扩散引起的发射功率与接收功率的差值称为自由空间传播损耗。

根据上述理想模型，假设发射点为T，接收点为R。接收点是以发射点为中心、半径d的传播球面上的一点，即收、发源相距d。

接收点处的功率Pr满足Friis自由空间公式：

其中，Pt为发射点发射功率，Gt、Gr分别为发射与接收天线的增益，λ为波长，L为与传播无关的系统损耗因子。

为便于计算，无线电工程常使用对数坐标，以分贝为单位表示功率或幅度。对于功率P和幅值A（如电压、电流、场强）：

P（dB）=10 lg P （2.3）

A（dB）=20 lg A （2.4）

假设天线增益为单位增益（即Gt=1，Gr=1），L=1，则分贝表示的自由空间传播损耗为：

即 Lf（dB）=20 lg（4π）+20 lg f（Hz）+20 lg d（m）-20 lg c（m/s） （2.6）

数据链的通信距离和信号频率一般较高，以km为距离单位、MHz为频率单位计算更为方便：

Lf （dB）=20 lg（4π）+[20 lg f（MHz）+120]+[20 lg d（km）+60]-20 lg c（m/s）=32.44dB+20 lg f（MHz）+20 lg d（km） （2.7）

自由空间传输损耗公式（2.7）是无线通信中的一个基本公式，是数据链的重要理论公式之一。式（2.7）说明，Lf与通信距离和通信频率成正比。

由于Lf的存在，数据链通信设备发射功率、接收灵敏度设计时要考虑所选择的通信频段和通信距离。下面进行分析（以接收灵敏度不变为条件）。

（1）相同通信距离下，发射功率正比于发射频率。

【例2-2】 航空数据链的通信距离为300km时，Link-16和Link-11的自由空间传播损耗有多大？

解：根据式（2.7），自由空间传播损耗为：

对于Link-16，通信频率f1=960～1215MHz；

Lf1=32.44dB+20lg960+20lg（300～32.44）+20lg1215+20lg300=141.63～141.67dB

对于Link-11，通信频率f2=225～400MHz；

Lf1=32.44+20lg225+20lg（300～32.44）+20lg400+20lg300=129.02～132.02dB

同样的通信距离，由于Link-16数据链选择的通信频率高于Link-11数据链，自由空间传播损耗高出约10dB。因此，Link-16端机需要更大的信号发送功率以保证接收机正确接收。

（2）相同发射频率下，发射功率正比于通信距离。

（3）相同发射频率下，发射功率正比于通信距离的平方。

对于相同接收灵敏度的接收机，保持Pr为固定值，根据式（2.2），有

如果通信距离增加到n倍，即d=nd0，为保证正常通信（到达接收端功率相同），要求Pt=n2Pt0，

即需要提高发射功率；如果通信距离减小至1/n，需要的发射功率降低（表2.5）。

表2.5 数据链端机发射功率与通信距离的比较

【例2-3】 Link-16数据链有多种网络参与组（NPG），对应不同的战术功能。其中，初始入网NPG与战斗机-战斗机NPG的网络成员不同，通信距离不同。初始入网NPG包括指控平台、飞机/舰艇等所有成员，通信距离远，假设为300km。战斗机-战斗机NPG以战斗机成员为主，通信距离近，假设为25km。假设发射功率可调，两种应用保证正常通信的发射功率有什么差异？

解：因为Lf=10lgPt-10lgPr，对于两个NPG，有

Lf1=10lgPt1-10lgPr1

Lf2=10lg10Pt2-10lgPr2

假设发射功率可调，Pr1=Pr2，则根据式（2.7），有

Lf1-Lf2=20lg300-20lg25=21.58dB

即发射功率相差21.58dB。可见，为扩大通信距离，需要提高发射机的发射功率。数据链中，发射功率按照最远通信距离设计。

另外，在数据链中，相同通信距离下，提高发射机发射功率，接收机接收功率提高，误码率降低（S/N提高），通信可靠性增加。所以，提高发射功率是增加通信距离、提高抗干扰能力最直接的一种方法。

（4）发射频率不变，相同发射功率下，接收功率反比于通信距离的平方。

根据式（2.2），保持Pt为固定值，如通信距离增加至n倍，即d=nd0，则到达接收端功率降低为Pr=Pr0/n2；如通信距离减小至1/n，接收功率增加为Pr=Pr=n2Pro（见表2.6）。

表2.6 数据链端机接收功率与通信距离的比较

【例2-4】 假设Link-11数据链中的多架战斗机与一架预警机进行通信。战斗机与预警机的距离最远为300km，战斗机之间的距离最近为25km。在此情况下，某架战斗机发送数据时，预警机与其他战斗机的接收功率相差多少？

解：两种通信距离下，自由空间传播损耗相差

Lf1-Lf2=20lg300-20lg25=21.58dB

即接收功率相差21.58dB。

3.自由空间中场强与发射功率、接收功率的关系

在电波传播理论中，功率通量密度（PFD，power flux density）定义为与全向辐射点源相距d（km）处，单位面积传播球面上的辐射功率大小。自由空间电波的功率通量密度可表示为

PFD=Pt/（4πd2）或PFD=E2/Z0 （2.9）

其中，E为与全向辐射点源相距d（km）处，单位面积传播球面处的场强；Z0为自由空间阻抗，Z0=120π。可见，由于能量扩散，传输距离越远，功率通量密度越小，信号强度越小。

对PTx/（4πd2）=E2/Z0取对数，可得到场强与发射功率的关系：

将式（2.5）和式（2.7）代入式（2.10），可推导出场强与接收功率的关系

通过对接收点的场强测量，利用式（2.10）、式（2.11）可以估计该处的接收功率以及发射源的发射功率。

2.1.3 实际空间的电波传播

实际情况下，数据链电波在大气层中或穿越大气层在外层空间传播。大气空间并非理想的自由空间，大气中存在散射体，不同高度的大气层介质不均匀；另外，复杂地形地物对电波传播带来阻碍，空中平台自身也会对电波传播造成阻挡等。因此，大气环境使电波传播环境复杂，对电波传播产生影响。实际的电波除直射外，还有反射、折射、绕射和散射；其能量损耗除自由空间传播损耗外，还有大气吸收衰减等传输损耗、衰落以及传输失真等。

1.大气环境

大气层是被地球引力场和磁场所束缚，包裹着地球陆地和水圈的气体层。按照大气温度、化学组成及其性质在垂直方向上的变化，大气层划分为对流层、平流层、中间层、电离层（热层）和逃逸层（散逸层、外大气层），如图2.3所示，图中横坐标表示温度（K），纵坐标表示高度（km）。

大气层总质量的90%集中在离地球表面15km高度以内，总质量的99.9%集中在地球表面50km高度以内，而在高度大于100km的空间仅占0.0001%左右。高度在90km以上的大气称为高层大气。在2000km高度以上，大气极其稀薄，并逐渐向星际空间过渡。理论上，大气越稀薄，大气扰动和大气散射的影响会显著降低。

1）对流层

对流层是最贴近地球表面的一层。对流层密度大，75%以上的大气总质量和90%的水蒸气在对流层。对流层厚度随纬度和季节等因素而变化，顶层在赤道附近，平均为16～18km；在中纬度地区平均为10～12km，两极附近平均为8～9km，夏季较厚，冬季较薄。对流层顶的气温不随高度上升而降低，是一个很稳定的层次，对流层里的天气影响不到这里。这里经常晴空万里，能见度极高，空气平稳，非常适宜飞机的飞行，是主要的航空空间。

2）平流层

平流层是从对流层顶端到海拔50km之间的大气层。平流层距离地面高度11～50km，纬度不同的地区差别很大。同温层（平流层的下部）温度不随高度变化，保持在-56.5℃；到20～30km以上，随高度的上升而快速升高，到顶部温度增大到最大值（平均温度约为273K）。平流层空气比对流层稀薄得多，其质量约占大气总质量的1/4。平流层大气的密度和压强很少随高度变化，也没有大气的上下对流，只有水平方向的流动。另外该层大气受地面的影响较小，几乎不存在水蒸气、尘埃，基本上没有云、雾、雨、雷、雹等气象。平流层飞艇通常悬浮于该区域。

3）中间层

中间层包含从50～80km的大气。该层温度先升后降。由于大量的臭氧存在，其气温先由对流层顶的270K提高到290K左右；随着高度的升高，气温又开始下降，一直降到210～160K，在80km达到最低点（约为-90℃）。在空间范围内，大气的上下对流表现得十分明显，空气非常稀薄。

4）电离层

在中间层之上直至500km高空的范围，称为电离层（又称热层）。该层中的空气分子和离子直接吸收太阳紫外辐射能量，因而运动速度很快，和高温气体一样，而且温度随高度增加而迅速升高。电离层中的大部分气体分子发生电离，有导电性，而且还带有较高密度的带电粒子，能反射无线电波。

按照电子的分布情况，电离层通常分成三层，按高度顺序由下向上，分别称为D层、E层和F层。在白天，F层还可细分为Fl和F2层。这些层实际上是互相衔接而不能截然分开的，而且各层的高度和电子密度随时间和地理位置而变。就高频传播来讲，F层是主要的反射层，D层主要起吸收作用，E层则介于二者之间，当电波由F层反射时，它是吸收层，条件适当时它又可能成为反射层。

（1）D层：D层在日出后出现，在日落后消失。在中午过后一段时间内电子浓度最大，随后，复合作用大于电离作用，电离度逐渐下降。D层的电子浓度比E层和F层低得多，最大电子浓度约为108～109N/m3，但由于气体分子密度大，被电磁波加速的自由电子与大气分子之间的碰撞频次高，从而D层对电磁波能量的吸收比F层和E层大得多。D层的电子浓度不足以使短波频段的电磁波反射回地面，反而使其受到严重吸收，因此，在白天D层对短波的传播影响很大。

（2）E层：E层的最大电子浓度出现在每天的中午，每年夏季最大，在太阳活动性周期中高潮期间最大。最大电子浓度约为l011m-3。在夜间，E层的剩余电离度很低，约为109N/m3。

（3）F层：F层包含F1和F2层。F1层只在白天出现，而且在电子浓度高度分布曲线上并没有明显的凸起；夜间，F1与F2层融合为一体，只有单一的F层。F2层是电离层各层中最高的一层，也是电子浓度最大的一层。F2层的最大电子浓度和它的高度随地理位置、每日时间、季节、太阳活动性等因素变化很大。

（4）突发E层：突发E层（又称Es层）是出现在E层高度上各种形状不同的电离云块，它的形成和变化，与太阳电离辐射没有多少直接关系。Es层的特性在赤道区、高纬区和中纬区差别很大。Es层虽然是不定期出现的，但出现后在一定时间内很稳定。Es层有附加损耗，并可能引起多径传输。大片Es云可能把正常由F2层反射的电波全部反射下来，形成“遮蔽”现象，阻断通信。

（5）扩展F层（Spread-F）：扩展F层类似于Es层，是出现在F层的不规则电离云，其浓度大致在F2层电子浓度峰值上下。它在赤道附近和高纬度出现的概率很高，而在30°～40°纬度之间比较少见。这就是说，扩展F层有两个高活动区——赤道区和高纬区。

电离层的特性随地理位置而变。并有日变化、季变化和年变化。因此，电离层的这种传输介质在时域、空域和频域三方面都呈现着显著的随机性。由于电离层不稳定以及天波传播过程中存在有多径、衰落、多普勒频移、极化面旋转、非相干散射等效应，这就使短波天波信道具有时变色散传输特性。这是天波传播的主要不利因素。天波信道的质量，一般只能依赖大量电路传输情况的统计分析资料来作出预测。长期以来，国内外许多研究机构对短波天波传播的特性以及天波链路的实际使用情况进行了大量测量、统计和研究工作，取得很多重要成果，并累积了丰富的实用资料。

5）逃逸层

500km以上是外大气层，这一层顶也就是地球大气层的顶。这里地球的引力很小，而且空气又特别稀薄，气体分子互相碰撞的机会很小，因此空气分子高速地飞来飞去，一旦向上飞去，就会进入碰撞机会极小的区域，最后它将告别地球进入星际空间，所以外大气层被称为逃逸层。这一层温度极高，但近于等温，这里的空气也处于高度电离状态。人类大部分的航天活动都是在逃逸层之内（或附近）进行的。

2.反射、折射、绕射与散射

无线电波在均匀介质中以恒定的速度沿直线传播，在非均匀介质中将产生反射、折射、绕射和散射，传播方向和传播速度发生变化。

1）反射

电波传播过程中，如果遇到大于其波长的障碍物，就会发射电波反射。

根据电磁场理论可知，电波经大气层传播到达地表面时，将产生反射和吸收。分析地面对电波的反射时，通常按平面波处理，反射角等于入射角，并以地面反射系数Rf表征地面的反射特性。Rf定义为反射波场强与入射波场强之比：

其中，|Rf|表示场强振幅比，ϕ表示相位差。

水平极化波和垂直极化波的反射系数分别为

其中，ε′r为大地相对复介电常数，与地面相对介电常数εr、地面电导率σ以及入射电波波长λ有关：

根据式（2.13）和式（2.14）可知，地面反射系数Rf是地表面电参数（εr，σ）、电波频率、极化方式以及射线仰角Δ的函数。电磁场理论指出，当大地假设为理想导电体（σ→∞）时，Rf与射线仰角Δ无关，此时Rfh=-1，Rfv=1，即入射电波全部发射；当σ为有限值且射线仰角Δ≈0，此时Rfh≈Rfv≈-1。

2）折射

电波在不同介质中传播时，会发生路径偏转，形成折射。考虑Link-4A、Link-11和Link-16等数据链以地面/海面平台与空中飞行平台的通信为多，本节主要分析电波在大气中传播的大气折射。

电波传播理论指出，电波在大气折射率n与介质的相对介电常数εr相关：

而相对介电常数εr受大气的温度、湿度和压强等特性参数影响。对于均匀介质，温度、湿度和压强等特性参数相同，相对介电常数εr不变，电波在均匀介质中不会发生折射，如图2.4（a）所示。

大气特性分析指出，大气层并非均匀介质，大气层的温度、湿度和压强等特性参数随高度变化，一般高度越高，特性参数值越低。这说明εr是变化的，而且随高度增加而不断变化。因而，无线电波在大气层的传播过程中将发生多次折射，电波传播理论将无线电波在大气层中的这种连续折射称为大气折射，如图2.4（b）（c）所示。

大气折射使无线电波的传播路径发生弯曲，弯曲的方向和程度由电波射线的曲率半径R表示：

其中，ϕ为电波入射角；h为电波传播所经过的大气层高度，Δh为划分的均匀大气层厚度，n为电波入射层的大气折射率，Δn为大气折射率变化量。

式（2.16）说明，无线电波在大气中传播时，传播路径弯曲轨迹的曲率半径R取决于大气折射率的垂直梯度dn/dh，dn/dh绝对值越大，弯曲程度越大。

在均匀大气中，dn/dh=0，R→∞，电波无折射（图2.4（a））；dn/dh＜0，即大气折射率随高度增加而减小，R＞0，电波正折射（图2.4（b）），折射电波向地面弯曲；dn/dh＞0，即大气折射率随高度增加而增大，R＜0，电波负折射（图2.4（c）），折射电波远离地面向上弯曲。

正折射是一种有利于通信的大气折射，将使电波传播距离增加，实现超视距通信。R越大，电波被大气连续折射的程度越大，通信距离越远。根据R与R0的大小关系，电波传播中对正折射的一些特殊情况加以定义：R=R0为临界折射，电波折射弯曲轨迹与地球表面平行；R≈4R0=25000km为标准大气折射；R＜R0为超折射，也称波导效应，此时大气折射能力极强，电波在大气层内频繁折射，电波传播距离迅速增大。超折射的发生条件较特殊，出现几率较小，不能作为提高电波传播距离的常规手段，更普遍的情况是通过R＞R0的正折射提高电波传播距离。

在工程中设计无线链路时，通常用“等效地球半径因子”k和“等效地球半径”Re来表征大气折射对电波传播距离的影响。设计中仍假设地球为标准圆球且电波沿直线传播，但地球半径由实际地球半径R0变为等效地球半径Re，其中

式（2.17）说明，等效地球半径等于k乘以地球的实际半径R0。因此，电波正折射时，k＞1，地球等效半径增加（Re＞6370km），等效地球曲率减小，传播距离增大，其中标准折射时k=4/3，Re=（4/3）R0=8475km；临界折射时k=1，等效地球半径没有改变（Re=6370km）；k＜1，等效地球半径降低（Re＜6370km），等效地球曲率增大，传播距离减小，如图2.5所示。

数据链的飞行平台可能位于空中不同高度，如直升机通常为几百米，战斗机为数千米到上万米，无人机在万米以上，数据链的无线通信信号将跨越不同大气层，大气折射将带来数据链电波传播轨迹的弯曲现象，使数据链的通信距离发生一定变化。

3）绕射

电波传播过程中，遇到球形或楔形障碍物，会通过其边缘绕到障碍物背后继续传播，形成绕射。波长越长绕射能力越强。

数据链的空中平台通常飞行高度高，通过数据链地面天线的合理架设（一般架设位置较高、周围地形平缓），可以克服周围地形地物对电波传播的阻碍或绕射影响，绕射出现的概率较小。绕射在微波中继通信和地面移动通信中研究较多，下面给出相关的概念和结论供读者参考。

在实际工作中有时必须把天线安装在峭壁和山岗附近，或者线路要跨越山脊等等。这时山脊或高大建筑物就成为通信线路中的障碍，因此必须考虑障碍物对电波传播的影响。由于地形是多种多样的，下面仅用一个典型的楔形山脊加以说明。

如图2.6所示，在收、发两点之间有一楔形障碍，与两点的距离分别为r1和r2，收、发两点连线与障碍物顶点之距离为h，图2.6（a）为h＞0的情况，图2.6（b）为h＜0的情况，接收点的场强可由下式求出

E=EmaxF （2.18）

式中，Emax为没有山脊阻挡的电波在自由空间传播时的最大辐射方向场强；F为绕射因子，与山脊高度、山脊位置以及工作波长有关。由绕射理论可以得出，F的变化范围为0～1.165，与其中间变量u的关系有专门的图表可查，图2.6（c）绘出了F与u的关系曲线。而中间变量u可由下式求出：

由图2.6可以看出，当电波通过楔形障碍时，接收点场强具有以下特点。

（1）接收点场强与障碍物高度有明显关系。

当h＞0，即山脊低于收、发两点连线时，场强呈波动状态。这是由于直射波与自山脊顶端所发射的二次场在接收点处相互干涉的结果。当h增大时，山脊影响减小，场强波动减小，逐渐趋近于自由空间的场强，也即F→1。

当h＜0，即山脊高出收、发连线时，场强随障碍物的增高而下降。这是由于山脊高度增大，电波绕射能力减弱之故。

当h=0，即线路擦山脊而过时，场强恰好为自由空间场强的一半，即E=0.5Emax。

（2）接收点场强与使用频率有关。当h＜0，即视线受阻时，对于一定高度的障碍物，波长愈短，绕射损失愈大，即接收场强愈小；当h＞0时，波长愈短，愈容易出现波动现象。

因此，在选择传播路径时，既不能让障碍物高出收、发连线，也不能使收、发连线刚好与障碍物齐平，而应使收、发天线的连线高出线路上最高障碍物一段距离。我们把收、发两天线的连线与地形障碍物最高点之间的垂直距离Hc称为传播余隙，如图2.7所示。

传播余隙一般大一些好，但也不能太大，因为太大，势必要求天线架得很高，一般取

绕射并非完全不利于通信，在某些情况下可以加以利用。如隐藏于山后的直升机，可以通过山顶的电波绕射，接收到地面指挥中心的通信信号，如图2.8所示。相关文献中将这种现象称为“障碍增益”，并分析了该现象产生的条件。

近几十年来研究发现，在米波传播途中有楔形障碍时，在山后接收点场强有时不是减小而是增大。也就是说，在超短波传播路径中的山峰等障碍物，在某种条件下反而会促使远距离传播，即这时有楔形障碍接收点的场强反而比自由空间传播时的场强值要大，这种现象称为“障碍增益”。如图2.9所示的情况，障碍物挡住了收、发两点间的视线，但范围较窄，且山脊两边比较开阔而平坦。如果设计得当，使干涉场因折射波和反射波同相叠加而获得最大值，就有可能在抵消了由障碍物挡住视线而产生的绕射损失之后，接收点的总场强仍大于自由空间传播时的场强值。于是就可以利用这种“障碍增益”现象达到远距离通信的目的，从而可以减小中继站的数目。在实际线路中，要经过精密的线路勘测，选择天线高度甚至改造地形等工作，才能获得稳定的障碍增益，其增益可达数十分贝。

可见，这种通信非常不可靠，并且需要一定的地形和环境条件，因此，数据链很少采用。

4）散射

介质中的不均匀体（称为散射体），如对流层湍流团、电离层带电粒子流星陨落过程中在大气层中所形成的短暂电离余迹、雨点微尘等小障碍物，对电波杂乱无章的发射，形成散射。

3.电波传播方式

无线电波从发射点到接收点的传播路径决定无线电波传播方式。根据前面的分析，电波传播中直射波、反射波和散射波并存，同时电波还会发生折射与绕射，电波传播方式复杂。通常将无线电波传播方式分为视距传播、天波传播、地波传播、散射传播（见图2.10）和波导模传播。不同频率的电磁波传播方式不同。

1）视距传播

发射天线和接收天线处于视距范围内的电波传播为视距传播。如果传播路径上没有障碍物阻挡，无线电波将沿直线方向形成视距传播。超短波和微波以视距传播为主。视距传播受地球曲率影响较大。显然，将天线架高（高山或高大建筑物）将有效延伸视距传播距离。

2）天波传播

由于太阳和各种宇宙射线的辐射，大气分子大量电离为带电粒子，形成大气最外层的电离层。电磁波在地平面上向天空直线传播，进入电离层后由于密度不均匀而产生折射和反射回到地面较远距离，因此有时也称为电离层传播。

天波传播方式适合频率为1.5～30MHz的电波反射传播。频率过低，会受到很大的吸收损耗，频率过高，将穿越电离层不再反射。

天波传播的优点是损耗小，从而可以利用较小的功率进行远距离通信。对于距离很短的链路，也可以利用地波来建立。但在遇到地面的电气特性极差（例如干砂或多石地面）或者受到山岭阻挡时，传输损耗太大，在这种情况下往往还得利用天波。

天波经电离层反射，一跳可达数千千米。如再经地面反射，则多跳传播可以到达地球上的任何地点。天波传播受电离层变化和多径传输的严重影响而极不稳定，其信道参数随时间而急剧变化，因此常称为时变信道或参变信道。尽管天波传播不稳定，但由于可以实现远距离通信，因此仍然远比地波重要。天波不仅可用于远距离通信，而且还可以用于近距离通信。但是电离层状态容易变化，会随着昼夜或季节的变化而变动，使天波传播不够稳定。

3）地波传播

无线电波沿地球表面传播方式为地波传播。地波是垂直极化波，其水平极化波被大地的传导率短路。

地球表面的集肤效应对地波传播造成衰耗，并且衰耗随电波频率的增加而迅速增大，因此地波传播频率小于2MHz，主要用于长、中波传播。1.5～2MHz的短波也采用地波传播方式，但传播距离只有几千米至几十千米。

由于海水的电导率高于陆地，地波在海面上的传播衰耗小，传播距离远大于在陆地上的传播距离，因此长波传播多用于海上通信。

由于地表面的电性能及地貌、地物等并不随时间很快变化，并且基本不受气候条件的影响，因此地波信号稳定。

4）散射传播

利用大气对流层中的散射体、利用流星陨落过程中在大气层中所形成的短暂电离余迹对电波的再辐射传播方式为散射传播。

由于传输损耗大，散射波接收信号微弱，低于其均方根值10～20dB。

散射传播单跳跨距达几百至几千千米。主要用于陆岛、岛岛间通信，边、远、散部队通信、应急通信，沙漠、湖泊、海湾、山丘地域的通信。军事主用，民用很少。

5）波导模传播

就是指电波在电离层下缘和地面所组成的同心球壳形波导内的传播。长波、超长波或极长波利用这种传播方式能以极小的衰减进行远距离通信。

4.传输损耗

无线电波在传播过程中存在能量损耗，即传输损耗。这种能量损耗是由于大气对电波的吸收或散射以及电波绕射引起的。

数据链地空通信中，电波要穿越整个对流层。对流层对地空电路电波的传播影响严重程度与频率有关。在10GHz以下的频率，只考虑空间散射损耗、对流层传播损耗、对流层的闪烁衰落以及大气折射的影响。对于10GHz以上的频率，对流层的影响增加；由于频率的升高，氧气和水气对电波的吸收损耗、降水对电波的散射损耗以及降雨去极化的影响将变的十分重要，并且严重程度随着频率的增加而增加。对于10GHz以下的频段，这些传播效应是轻微的或者不必考虑的。

1）降雨衰减

降雨衰减简称雨衰，是由于电波受雨滴的吸收和散射影响而产生的衰耗，它主要与雨滴的几何尺寸、降雨强度（降雨率，mm/h）、雨区范围、信号频率、极化方式等有关。在Ka频段，雨衰是影响通信链路质量的最主要因素。

下雨对10GHz以下的无线电波的散射和衰减比较轻微，但是对于10GHz以上的无线电波，雨散射和雨衰减是强烈的。雨散射是全方位的，就是说不仅仅当降雨出现在收发点之间的大圆路径上的时候可能产生散射信号，即使降雨远在大圆路径之外，也可以引起电波的散射。雨散射信号的强度与频率、距离、雨强、雨粒的尺寸分布、雨高和收发天线的方向性有关。其他大气中的水凝体（雾、雪、雹）和沙尘只是对数十吉赫（GHz）以上频率的微波传播会有较大影响。

雨衰减计算需要的参数有降雨率和无线电波的频率，还有大气的降雨只发生在底层大气中，而且雨强在传播路径上是不均匀的，因此需要计算降雨的实际高度和等效路径长度。另外随着仰角的变化，电波经过底层大气的路径长度也不同，与衰减的大小也随之变化。

2）大气吸收衰减

大气衰耗主要是由大气成分中的氧、水汽以及由水汽凝聚而成的云雾雨雪等对电波能量的吸收作用造成的，大气吸收衰耗是大气温度、气压和湿度的函数，这些气象参数会随高度、地区、季节和时间不同而变化，如图2.11所示。

3）对流层闪烁衰减

当电波通过折射率随机起伏的媒质后，会引起传输路径和传输时间的改变，使信号幅度、相位以及在接收天线处射线到达角快速起伏变化，引起信号衰落，这种现象通常称为大气闪烁或大气多径衰落。

产生对流层闪烁的主要原因是低空大气层气象条件变化的随机性。由于云雾雨雪等成形或不成形的水分子运动，使得大气层折射率随高度有较大的随机起伏变化，通常认为这可能是形成接收电平衰落的主要原因。其次，由大气随机变化引起的电波幅度和相位起伏在接收天线口面处产生扰动，破坏了平面波的条件，因而使实际天线增益低于自由空间增益，这种天线增益下降现象随着天线口径尺寸的增加、在对流层中传播路径的增加而变得严重。此外，由于大气层中有时形成不稳定的层状结构对电波的反射、湍流团的散射作用等，也会形成多径传播，引起接收电平的衰落。但一般来说，这种散射波与直射波相比，强度弱得多，不会引起信号电平有过大的起伏。

4）云雾衰减

虽然雨是影响微波传播的最重要的凝聚水，但云、雾、雪等也有一定的影响。云、雾通常是由直径为0.001～0.1mm的液态水滴和冰晶粒子群组成，它们对电波的衰减主要是由吸收引起的，散射效应可以忽略不计。沿着传播路径的云雾使信号受到衰减量的大小与液体水的含量及温度有关。在Ka频段，ITU-R给出的云雾衰减表达式为：

式中，L为云雾厚度（近似为1km），f（GHz）为载波频率；η=（2+ε′）/ε″，ε′和ε″分别为水的介电常数的实部和虚部，θ为仰角。

5）波束扩散损耗

如图2.12所示，由于大气折射指数随着高度的增加而按指数规律降低，射线在低高度和低仰角上弯曲得比较厉害，而在高高度和高仰角上弯曲比较轻微，会引起射线波束的扩散，所以在射线路径上不同位置波束截面内的功率通量密度是不同的，这就是一种散焦效应。这种传播效应，在30MHz～100GHz的频率范围内，基本上与频率无关，而且仅当低仰角时，这种传播效应才表现得明显。

波束扩散损耗可用以下经验公式计算：

其中，θ为地空电路的视在仰角，可近似地用地空电路的真实仰角替代。

6）大气衰减综合影响

上面所讨论的几种衰减不是独立存在，相互之间有所关联，因此衰减不能进行简单的相加，根据ITU-R建议，总衰耗值Lt可以用式（2.23）进行计算：

当上述各种衰减同时发生时，除较大的降雨可能导致严重衰减外，在其他天气状况下，衰减随时间变化非常缓慢，这说明衰减只与天气情况有关。

5.多径效应

无线电波在介质中传输时，除产生传输损耗外，还会产生传输失真：振幅失真和相位失真。产生失真的原因有两个：一是介质的色散效应，二是随机多径传输效应。

色散效应指由于不同频率的无线电波在介质中的传播速度有差别而引起的信号失真。载有信号的无线电波都占有一定频带，当电波通过介质传播到达接收点时，由于各频率成分传播速度不同，因而不能保持原来信号中的相位关系，引起波形失真。至于色散效应引起信号畸变的程度，则要结合具体信道的传输情况而定。

在数据链地空通信中，由于接收者所处地理环境的复杂性，比如飞机在飞过高山、丛林或高楼林立的城市等复杂环境时，其接收到的信号不仅有直射波的主径信号，还有从不同建筑物发射及绕射过来的多条不同路径的信号，而且它们到达时的信号强度、到达时间及到达时的载波相位都不一样。飞机所接收到的信号是上述各路径信号的矢量和，也就是说各路径之间会互相干扰，称这类干扰为多径干扰或多径效应。

多径效应带来的后果就是使传输的信号电平发生衰落现象。多径传输也会引起信号畸变。这是因为无线电波在传播时通过两个以上不同长度的路径到达接收点，接收天线所接收的信号为从几个不同路径传来的信号电场强度之和，如图2.13所示。对于视距传播，不仅存在发送节点到接收节点的直射波，还有被地面反射后的反射波，从而在接收节点形成多径，接收节点的场强是直射波与反射波场强的叠加。

1）多径信号的常见分布

接收机接收信号是多路径分量之和。每条多径信号的幅度，延迟及方向都各不相同，会造成接收机信号电平的深度衰落。当在频率非选择性信道上传输未经调制的载波时，接收信号中所有散射波在同一复基带中可用零均值复高斯过程来描述，即瑞利过程。

地空通信在低仰角情况下，直射分量依然存在，信号的幅度衰落一般服从莱斯分布，随着通信距离的增加，仰角更小，莱斯因子可能会比较小。此外，莱斯因子还受到季节、天线高度和波束宽度等多种因素的影响，例如随着地面定向天线波束宽度的增加，进入天线的多径分量也将增加，导致莱斯因子随之减小。通常地空通信中莱斯因子在2～20dB范围内变化。

2）衰落

衰落一般指信号电平随时间的随机起伏。衰落表现为几十分钟甚至几小时的较长时间的缓慢随机起伏上叠加着周期为几分、几秒或十分之几秒的快速随机起伏。衰落又有快衰落和慢衰落之分。连续出现持续时间仅几分之一秒的信号起伏称为快衰落。持续时间比较长的衰落（可能达1h或者更长）称为慢衰落。慢衰落主要由电离层D层吸收的变化和越距区的变动引起。快衰落主要是由干涉衰落和极化衰落所引起的。

实际空间复杂的电波传播，使得从某一点源发射的无线电波，可能通过直射、散射、折射和反射等多条路径到达接收点（见图2.14）。由于电波在各路径上的传播距离不同，多条路径电波到达接收点的时间、相位不同。不同相位的多路信号相互叠加，同向叠加接收点场强增强，反向叠加接收点场强减弱，从而导致接收信号幅度的剧烈变化，即快衰落，常称为多径衰落。

引起信号衰落的原因，主要有以下四种：

（1）多径干涉。在每一瞬间，接收地点的信号是由不同路径到达的许多射线叠加合成的。这些射线的强度和相位互不相同，它们相互干涉的结果，使合成信号的场强发生快速随机变化。由多径干涉引起的衰落称为干涉衰落。干涉衰落有明显的频率选择性，即通常只影响信道通带中的某一狭窄频段（宽度约在300Hz以内）。这种特性通常称为选择性衰落，它会使话音传输失真，更严重的是能够阻断电报信号的正常传输。克服干涉衰落最有效的方法是采用分集接收技术。

由于各个多径分量多普勒频移不同且随时间而变，引起的衰落现象表现为各频谱分量扩散，即出现多普勒扩展现象。这种频谱扩展现象是随时间而变的，因此称为时间选择性衰落。

多径效应除了频域上时间选择性衰落带来的信号各频率成分发生扩展现象之外，还会在时域上造成信号波形的展宽，即发送一个脉冲，会接收到不同时延的多个脉冲（离散可分多径情形），或者变为一个宽脉冲（连续情形）。这种时延扩展现象，使信道频率响应在通信带宽内变得不平坦，其衰落特性表现为频率选择性衰落。频率选择性信道具有记忆效应，这也是导致符号间干扰出现的直接原因。

平坦衰落信道也可能引起深度衰落，其信噪比损失甚至能达到20～30dB，系统设计中必须估计和弥补这个影响，这是与非衰落信道在系统设计方面不同的地方。平坦衰落信道增益分布对设计无线链路非常重要，在移动无线信道中，当直射分量被完全遮挡，此时直射分量为零，于是接收信号只包含其他多径分量而呈现瑞利衰落，通常假定为平坦衰落。

信道时延特性主要从时延的分布特性与不同时延相应的信号功率（即时延功率谱）两个方面来分析。地空信道的多径分量主要来自于地面物体的反射和散射，所以时延分布只考虑少量多径的影响。远端反射体引起的多径分量具有随传输距离增加而递减的特点。

（2）极化变动。寻常波和非寻常波的时延和衰减互不相同，在适当条件下，其在接收地点的合成波呈椭圆极化。极化椭圆狭长，其长轴随传播条件的变化而不断地旋转。当电波的极化长轴与接收天线的极化方向一致时，接收机的输入电压将达到最大值；反之，当极化长轴与接收天线的极化方向垂直时，接收机输入电压最小。由于极化椭圆旋转而产生的衰落称为极化衰落。极化衰落发生时，接收电压的平均值较没有极化衰落时降低至0.707倍。极化衰落属于快衰落。极化衰落的出现概率大大低于干涉衰落，估计约为二者总数的10%～15%。

克服极化衰落的有效方法是采用极化分集接收系统。

（3）电离层吸收变化。D层吸收特性缓慢变化，使得信号在介质中的衰减发生相应的变化而引起的衰落称为吸收衰落。吸收衰落的持续时间可能大于一小时。在电离层没有其他骚扰（例如磁暴、SID或极光等）的情况下，吸收衰落的深度可达平均值以下10dB。接收机的自动音量控制可以完全抑制吸收衰落。

（4）越距区变动。在日出日落期间，电离层的电离度起伏动荡，要经过一段时间后才能稳定。这时，天波越距区的范围变化不定，从而使信号场强出现衰落。这种衰落称为越距衰落。因为场强起伏较快，接收机的自动增益控制对于越距衰落无能为力。对抗这种衰落的有效办法是按时改变工作频率，在日落时提前把日间频率改成夜间频率，在日出之后，立即把夜间频率改成日间频率。

6.多普勒效应

无线通信中的多普勒频移是由于通信双方的相对位置移动造成的。两个高速运动的物体之间的相对运动，使电磁波频率产生附加频移。相对运动速度越大，多普勒频移越大；工作频率越高，多普勒频移越大。其表达式为

fd=（v/λ）cosθ （2.24）

其中，v为水平运动速度，λ为信号波长，θ为电波传播方向与水平面夹角。

在数据链地空通信中，由于电离层高度快速变化和飞行器的飞行速度较高，电波传播的多径效应也会引起多普勒效应。多径的传播方向与发射机、接收机相对运动的方向不同，造成接收信号出现多普勒扩散，不仅增大信号带宽，而且产生频谱失真，这就是多普勒频谱扩展。多普勒功率谱描述了多普勒效应随时间变化的情况，给出了信号强度与多普勒频率的关系。

飞行器分为低速与高速两类，其中高速飞行器的速度可达声速的3倍甚至更高。若通信的载波频率为30GHz，则其多普勒频移至少为300kHz。多普勒频移越大，接收信号产生的变化越剧烈。

综上所述，当飞行器在高速飞行状态下进行空地通信时，接收信号可能包括直射分量、机身散射分量和地面反射分量。当通信中存在较强的直射分量时，信道的特性一般都会比较理想。然而，在无线通信系统中，宽带数据的传输不可避免地会受到多径传播的影响。尽管在平流层信道中，更容易获得直达路径，而且定向天线的使用，进一步减少了多径现象的影响。但是从已有的基于卫星信道的仿真与实测数据说明，多径分量对接收信号码间串扰的影响不可完全忽略。特别是在宽带通信中，多径现象的影响更是通信体制设计中必须顾及的。